IGBT7的dv/dt可控性

典型脉冲宽度调制（PWM）电压信号驱动的电机，逆变器输出脉冲电压变化率为dv/dt，通过连接电缆加载到负载电机。脉冲电压的峰值等于逆变器直流母线电压VDC。电机端的峰值电压高于逆变器的输出电压，可能会导致电机损坏。电机侧电压峰值的实际幅值受以下参数影响。

• 电缆和电机的阻抗

• 电缆长度

• 直流母线变化率

• PWM脉冲类型

一般由PWM控制的电压源逆变器（VSI）通过电缆连到电机，将在电机端产生（部分）电压反射，其原因是电缆和电机阻抗不匹配 。从电机侧反射到逆变器侧的电压又会反射到电机侧，两个电压叠加，受信号传递时间影响，最终可能形成全反射电压2U，对电机侧造成较大的电压应力。因此，制造商通常建议，400V电机的逆变器端在最坏的情况下不能超出5kV/µs的dv/dt限值。

图1 电机端的电压波形示例

对于沟槽型IGBT，导通期间的开关速度dv/dt随着负载电流和结温的降低而升高。在设置门极电阻值时，通常考虑器件在10%的模块标称电流ICnom、25°C的结温及标称母线电压下的性能。关断期间的开关速度dv/dt随着负载电流的增大而升高，因此设置关断门极电阻值时考虑*标称电流下的器件性能。

IGBT的开关速度被定义为dv/dt=ΔVCE/Δtr。电压和时间差可以用两种不同的方式来确定。常用的方法是取在直流母线电压的90%和10%之间的电压和时间差，如图2a所示。另一种方法是确定一个20%母线电压的移动窗口，然后确定最大梯度，如图2b所示。

该定义被称为dv/dtmax，可被视为最坏情况下的选型。该定义对于评估EMI也有帮助。

请注意，曲线形状还取决于门极驱动的杂散电感、门极电阻值及试验装置中的寄生电容值。

图2 FS100R12W2T7在10% ICnom和Tvj=25°C时的

导通开关曲线示例：

a）dv/dt10-90定义

b）dv/dtmax定义

在进行工业驱动设计时，关键是要能按照电机绝缘要求或为满足EMI限制而调整电压变化率dv/dt。为此，TRENCHSTOP™ IGBT7须具备高度的可控性。该可控性取决于器件通过调整门极电阻值（RG）来改变dv/dt的能力。而这又能影响到总开关损耗（Etot）。

图3以模块FS100R12W2T7为例，描绘了IGBT的dv/dt与门极电阻RG的关系。在1.8Ω的标称电阻（RG）下，关断dv/dt10-90已经低于5kV/µs，而导通dv/dt10-90非常接近5kV/µs。随着RG的增大，导通dv/dt和关断dv/dt都下降。导通dv/dt随Rgon变化的幅度非常宽，在2kV/µs与8kV/µs之间。这意味着，RG只要稍稍高于数据表中的标称RG，就能使dv/dt低于5kV/µs。

图3 FS100R12W2T7的IGBT dv/dt

与门极电阻RG的关系

TRENCHSTOP™ IGBT7数据表中只提供了在10-90%范围内确定的dv/dt（dv/dt10-90）值。在电机的寿命周期中，该dv/dt10-90的值必须低于特定的限值。数据表中的dv/dt曲线分别展现了导通dv/dt及关断dv/dt与门极电阻RG的关系。导通dv/dt曲线是按照10%的标称电流和室温绘制出的，而关断曲线是按照标称电流和室温绘制出的。需要注意的是，dv/dt值——尤其是导通dv/dt——不是绝对的，它还与最终的试验装置有关。因此，它只能用作参考，在最终应用时必须加以验证。

根据目标dv/dt，可以通过数据表中的曲线读取相应的RG值。无论何时，RG越大，dv/dt就会越小。导通损耗Eon会随着导通门极电阻Rgon的增大而显著变大。要想降低功耗，最好尽量选取较小的Rgon。由于IGBT7能够很好地控制导通dv/dt，所以可以利用较小的Rgon来降低导通损耗，同时将导通dv/dt限定在所要求的范围以内。关断门极电阻Rgoff对关断损耗Eoff的影响很小。可以选用较大的Rgoff来达到较低的dv/dt，而开关损耗并无明显增加。

IGBT的门极——发射极电容（CGE）及门极——集电极电容（CGC）都经过了优化，能让IGBT7的dv/dt*可控，并拥有优化的开关波形。CGE设计得足够大，以避免寄生导通效应。这使得IGBT7不再需要额外的门极电容。当RGon最小而RGoff最大时，是寄生导通的最坏情况。额外的门极电容会增加门极振荡风险，也会增加门极驱动的功率需求。

为能更好地控制dv/dt并避免寄生导通效应，IGBT7比上一代的IGBT4有更高的门极电荷（QG）。因此需确保电源和驱动电路具有足够大的输出功率。可以通过下面的公式计算所需的驱动功率（PGdr）。公式中使用的QG应根据所施加的驱动器输出电压进行选择。

PGdr = QG x（VGE(on) – VGE(off) x fsw